Analisis_de_topologias_de_redes_snubber.pdf 57649

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UNIVERSIDAD TECNOLÓGICA NACIONAL, FACULTAD REGIONAL CÓRDOBA – ARGENTINA

Análisis de Topologías de Redes Snubber para Transistores de Potencia en Fuentes Conmutadas Juan Ignacio Morales Estudiante Universidad Tecnológica Nacional, Facultad Regional Córdoba [email protected] Resumen – El propósito de este trabajo es demostrar las ventajas proporcionadas por las redes snubber aplicadas a los dispositivos de conmutación de fuentes conmutadas. Se abordarán distintas topologías que desempeñan diferentes funciones y las ecuaciones que determinan el valor de los componentes que conforman las redes, respaldadas por circuitos prácticos y simulación de los mismos, demostrando una mejora sustancial en el rendimiento de los dispositivos de conmutación, posibilitando un aumento de eficiencia de la fuente. Abstract – The purpose of this paper is to demonstrate the advantages provided by the snubber networks implemented in the switching devices of switching power supplies. Will approach different topologies that perform different functions and the equations that determine the value of the components that make up the networks, ed by practical circuits and simulation of the same, showing a substantial improvement in the performance of switching devices, allowing an increased efficiency of the power supply.

II. CLASIFICACIÓN DE REDES SNUBBER Y DISEÑO Existen diversas clasificaciones para las redes snubbers, la que utilizaremos en este documento será disipativas y no disipativas. Una red snubber disipativa transferirá la energía a una resistencia, lo que no es una alternativa eficiente desde el punto de vista energético, pero proporciona otro camino para la energía. Por otro lado, cuando la energía se mueve hacia la entrada o hacia la salida se le llama red snubber no disipativa, a pesar de que puede haber algunas pequeñas pérdidas. La Fig. 1 muestra los circuitos convertidores básicos (buck, boost y buck-boost) elaborados de manera que el transistor está siempre conectado a tierra. En este enfoque, el interruptor y la red snubber formarán una sola unidad, un interruptor amortiguado, que se puede aplicar a la mayoría de las topologías [2]. D0

C0

RL C0

RL

D0

L0

V

L0

0

Index – Snubber Networks Design, Converters. I. INTRODUCCIÓN

L

AS redes snubbers son circuitos pequeños pero esenciales en las fuentes conmutadas para controlar la reactancia del circuito. Las redes snubbers mejoran el rendimiento de los transistores de potencia proporcionando mayor eficiencia y menor interferencia EMI, posibilidad de funcionamiento a una frecuencia de conmutación más elevada, menor tamaño y peso del semiconductor. Básicamente, una red snubber puede absorber la energía de los elementos reactivos del circuito. Los beneficios son amortiguación del circuito, control de las tasas de cambio de voltaje (dv/dt) o corriente y (di/dt), o protección de sobretensiones. Una snubber limita el estrés que debe soportar el interruptor, manteniéndolo dentro de su área de operación segura, aumentando la fiabilidad del mismo. El uso de una snubber reduce el total de pérdidas de conmutación del circuito, pero quizás lo más importante es que reduce las perdidas en el transistor y por lo tanto las necesidades de refrigeración del circuito [1]. Cuando está bien diseñada, el dispositivo interruptor tiene menor disipación de potencia promedio y una disipación de potencia máxima mucho menor. Las snubber pueden ser combinadas y una aplicación determinada puede tener 2 o 3 redes fusionadas para controlar tanto la corriente como el voltaje del dispositivo interruptor. Este tipo de redes pueden ser pasivas o activas. En este trabajo nos enfocaremos en las pasivas, cuyos elementos se limitan a resistencias, condensadores, inductores y diodos. Las redes activas incluyen transistores y circuitos adicionales.

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V

0

0

(a)

0

(b)

D0

C0

RL

L0

V

0

0

(c) Fig. 1. Circuitos convertidores buck (a), boost (b) y buck-boost (c).

No todas las snubber son aplicables a un problema particular. Básicamente existen redes para control de tasas de cambio de tensión y corriente, y para control de resonancias. A. Snubber Disipativas 1) Snubber RC de Tensión: La Fig. 2a muestra una snubber RC que proporciona amortiguación de resonancias parásitas en la etapa de potencia y se utiliza comúnmente en el secundario de transformadores, inductores de salida, y a través de diodos y transistores. Es aplicable también para reducir la disipación de potencia en el interruptor. La Fig. 2b muestra su aplicación en el dispositivo de conmutación en un convertidor.

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R CS

RS

0

(a)

L C

(2)

Una amortiguación razonable se produce con ζ=0.5. Reemplazando en la fórmula obtenemos el valor de la resistencia snubber RS:

CS

RS

1 2

RS 

(b)

Lp

(3)

Fig. 2. Red snubber RC (a), y su aplicación en un mosfet (b).

En la Fig. 3 se representa un convertidor flyback aislado, donde al conmutar el interruptor la energía almacenada en la inductancia de dispersión del primario del transformador resuena con la capacidad de salida del mosfet (Coss), si no hay una red snubber. Como el circuito resonante tiene pérdidas, la oscilación será máxima en la conmutación e irá disminuyendo en los siguientes ciclos (Fig. 4). COUPLING = 0.99 L1_VALUE = 45uH L2_VALUE = 2uH

fS 

D

TX2

1 2R S C S

(4)

MUR140

V2 50V

C 300uF

RL 2

0 V1 = 0 V2 = 10 TD = 0 TR = 0 TF = 0 PW = 2u PER = 5u

Se puede aumentar el valor de ζ y minimizar aún más las oscilaciones a costa de incrementar la potencia disipada en la resistencia RS. Valores más pequeños de ζ también disminuyen las oscilaciones, aunque en menor medida. Para la selección del capacitor CS, se elige una frecuencia de corte del filtro RC (Ec. 4) aproximadamente 10 veces menor que la frecuencia de oscilación, para que ésta sea fuertemente atenuada y no afectar en gran medida la forma de onda (Ec. 5).

R2 1meg

CS V

10 LP C P 10  2RS f P RS

(5)

Siguiendo estos lineamientos, se diseñó la red snubber con RS=78Ω y CS=1.5nF, eliminando en su totalidad la oscilación causada por los elementos parásitos (Fig. 5). Para eliminar el pico máximo de tensión en la conmutación, se puede disminuir el valor de la resistencia RS y aumentar el valor de CS manteniendo la constante de tiempo. Con RS=35Ω y CS=3.3nF (Fig. 6), la sobretensión es sólo del 15% de VDS.

0

RS

IRF840

CS 

0

Fig. 3. Convertidor flyback con red RC. 200V

200V

100V

100V

0V 3.501ms 3.502ms V(TX1:2)

3.503ms

3.504ms

3.505ms

3.506ms

3.507ms

3.508ms

3.509ms

3.510ms

0V Time

Fig. 4. Oscilación en la tensión drenador surtidor (VDS), graficada en un intervalo de 10us.

La frecuencia de oscilación está dada por:

fP 

1 2 Lp

3.506ms 3.507ms V(TX1:2)

3.508ms

3.509ms

3.510ms

3.511ms

3.512ms

3.513ms

3.514ms

3.515ms 3.516ms

Time

Fig. 5. Forma de onda de VDS amortiguada, graficada en un intervalo de 10us, para RS=78Ω y CS=1.5nF. 200V

(1) 100V

donde: Lp – Inductancia parásita – Capacidad parásita

0V 3.511ms 3.512ms V(TX1:2)

3.513ms

3.514ms

3.515ms

3.516ms

3.517ms

3.518ms

3.519ms

3.520ms 3.521ms

Time

Para el mosfet IRF840, un valor típico de capacitancia de salida es Coss=140pF. A partir de la simulación se observa una frecuencia de oscilación de fP=14.3MHz, entonces despejando se obtiene una Lp=885nH. En un circuito RLC, el valor de la resistencia puede ser determinado en función de la amortiguación del sistema [3]:

Fig. 6. Forma de onda de VDS amortiguada, graficada en un intervalo de 10us, para RS=35Ω y CS=3.3nF.

2) Snubber RCD de Tensión: La Fig. 7a presenta una snubber RCD aplicable al control de subida de tensión. Las redes RCD se suelen utilizar para controlar la tasa de aumento de tensión en el colector o drenador de un transistor de conmutación en un convertidor forward, flyback o boost (Fig.

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7b). En el apagado, la snubber deriva la mayor parte de la corriente del transistor y la potencia disipada se traslada a la red amortiguadora. Esto aumenta la fiabilidad del interruptor, ya que la disipación de potencia pico se reduce y se controla la subida de tensión, además de disminuir la EMI de alta frecuencia (generada por una conmutación sin control).

DS

RS DS

RS

Δt – Tiempo de subida de la tensión ΔV – Tensión a la que se carga el capacitor CS I – Corriente máxima del inductor L El tiempo de subida se elige de acuerdo a las características del semiconductor y se calcula CS. Luego se adopta una constante de tiempo RC aproximadamente 10 veces menor que el semiperíodo de conmutación, para asegurar la correcta carga y descarga del capacitor en cada ciclo. Despejando RS:

t CONM

CS

RS 

CS

(a)

0

(b)

D MUR140

Para el convertidor boost planteado, I=6.0A y ΔV=35.8V. Eligiendo un Δt=400ns, el valor del capacitor snubber es CS=67nF y el de la resistencia snubber RS=15Ω. En la Fig. 10 puede observarse el efecto de la red snubber RCD aplicada, minimizando la potencia disipada en el transistor en el instante de la conmutación. 40

20

L

200uH V2 20Vdc

0 DS

V1 = 0 V2 = 10 V TD = 0 TR = 0 TF = 0 PW = 10u PER = 20u

(7)

fCONM – Frecuencia de conmutación del convertidor

En la Fig. 8 se muestra un convertidor boost y una red snubber RCD diseñada como en la Fig.7a, la cual sólo actúa durante la conmutación. Cuando el transistor se apaga, la corriente del inductor se deriva a través de diodo DS y el capacitor CS hasta que el mismo se carga a la tensión del punto. Luego el diodo principal D entra en conducción. Cuando el transistor se enciende, CS se descarga a través de RS y el transistor. CS debe ser completamente descargado en cada ciclo para ser efectivo el control de la tasa dv/dt. RL 15

1 2  10C S C S 20 f CONM

donde:

Fig. 7. Red snubber RCD (a), y su aplicación en un mosfet (b).

C 200u

donde:

0

3.5099ms 3.5100ms 3.5101ms V(M2:D) I(M2:D)*2

RS

CS

0

3.5103ms

3.5104ms

3.5105ms

3.5106ms

3.5107ms

3.5108ms

Time

0 IRF840

3.5102ms

Fig. 10. VDS amortiguada e IDS (magnificada 2 veces), graficadas en un intervalo de 1000ns. El tiempo de subida de VDS es 400ns.

0

Fig. 8. Convertidor boost con red RCD.

En la Fig. 9 se representa la forma de onda de VDS en su flanco ascendente, y la forma de onda de la corriente drenador surtidor (IDS) en su flanco descendente para el circuito de la Fig. 8 sin red RCD.

3) Snubber RLD de corriente: La Fig. 11 muestra una snubber RLD utilizada para controlar la tasa de crecimiento de la corriente en el transistor. La inductancia en serie permite retardar el momento en que la corriente del interruptor alcanza su valor operativo. Esto reduce la disipación de potencia promedio y potencia pico, aumentando la fiabilidad. La adición de un diodo en serie con una resistencia reduce efectivamente la disipación de la energía, y la convierte en una red snubber polarizada.

40

RS

20

RS LS

LS

DS

DS

0

3.51000ms 3.51001ms 3.51002ms V(M2:D) I(M2:D)*2

3.51003ms

3.51004ms

3.51005ms

3.51006ms

3.51007ms

3.51008ms

3.51009ms

Time

Fig. 9. VDS sin amortiguar e IDS (magnificada 2 veces), graficadas en un intervalo de 100ns. El tiempo de subida de VDS es 15ns.

La elección de los componentes de la red snubber comienza por el valor de capacidad. Utilizando la fórmula:

CS 

It V

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(6)

(a)

0

(b)

Fig. 11. Red snubber RLD (a), y su aplicación en un mosfet (b).

El inductor funciona normalmente luego de encendido el transistor, y la corriente fluye a través del diodo y la resistencia cuando es necesario disipar la energía almacenada en el inductor, en el apagado del transistor.

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40

D C 200u

MUR140

L 200uH

RL 15

V2 20Vdc

RS

LS

DS

0

20

0 0

V1 = 0 V2 = 10 TD = 0 TR = 0 TF = 0 PW = 10u PER = 20u

3.5198ms 3.5199ms 3.5200ms V(L3:1) I(M3:D)*2

3.5201ms

3.5202ms

3.5203ms

3.5204ms

3.5205ms

3.5206ms

3.5207ms

Time

Fig. 14. VDS e IDS amortiguada (magnificada 2 veces), graficadas en un intervalo de 1000ns. El tiempo de subida de IDS es 420ns.

IRF840

V1

0

Fig. 12. Convertidor boost con red RLD.

La elección de los componentes de la red snubber RLD comienza por el valor de inductancia. Utilizando la fórmula:

LS 

Vt I

(8)

donde: Δt – Tiempo de subida de la corriente V – Tensión a la que está sometido el inductor ΔI – Corriente máxima que atraviesa el inductor El tiempo de subida se elige de acuerdo a las caracteríticas del semiconductor y se calcula LS. Se adopta una constante de tiempo L/R aproximadamente 10 veces menor que el semiperíodo de conmutación, para garantizar la correcta descarga de la energía almacenada en el inductor en cada ciclo. Despejando RS:

RS 

10LS t CONM

 LS 20 f CONM

(9)

B. Snubber No Disipativas Los principios básicos de las snubbers no disipativas son los mismos que los de las disipativas, diferenciándose de éstas por el hecho de no proporcionar amortiguación. 1) Snubber 3D-2C-1L de tensión: Una red snubber de tensión controla la tensión mediante la transferencia de energía a un condensador; cuando la snubber es no disipativa esa energía se recicla de nuevo hacia la fuente o hacia la carga. Existen pocos tipos básicos de snubbers de tensión no disipativas, que operan en un solo flanco de la forma de onda de conmutación y se restablecen en el otro extremo. Todas las snubbers no disipativas son polarizadas y en algunas aplicaciones el diseño se vuelve muy complejo cuando se combina con redes snubbers de corriente. La Fig. 15 presenta la aplicación de una red 3D-2C-1L en un circuito convertidor genérico, con función de controlar la dv/dt. En general, los capacitores C1 y C2 son iguales en valor y la frecuencia de resonancia de la snubber (2C+1L) es mucho mayor que la frecuencia de conmutación. C1 D

LS D1

2

D2

D3

C2

L

donde: fCONM – Frecuencia de conmutación del convertidor Para el convertidor boost analizado, ΔI=6.0A y V=35.8V. Eligiendo un Δt=400ns, el valor del inductor snubber es LS=2.4uH y el de la resistencia snubber RS=2.4Ω. En la Fig. 13 puede verse la forma de onda de VDS en su flanco descendente y la forma de onda de IDS en su flanco ascendente, para el circuito de la Fig. 12 sin red RLD. 40

20

0

3.51990ms 3.51995ms 3.52000ms V(M3:D) I(M3:D)

3.52005ms

3.52010ms

3.52015ms

3.52020ms

3.52025ms

3.52030ms

3.52035ms

Time

Fig. 13. VDS e IDS sin red snubber RLD, graficadas en un intervalo de 200ns. El pico de IDS alcanza los 27A en un tiempo de 60ns.

En la Fig. 14 puede observarse el efecto de la red snubber RLD aplicada, minimizando la potencia disipada en el transistor en el instante de la conmutación.

0

Fig. 15. Red snubber 3D-2C-1L aplicada en un convertidor típico.

El funcionamiento del circuito de la Fig. 15 es el siguiente: suponemos que el transistor está apagado y el inductor L está conduciendo a través del diodo principal D, mientras que C1 y C2 están descargados. Cuando el transistor se enciende, la snubber se debe restablecer. D1 y D2 no conducen y los condensadores C1 y C2 se cargarán a ΔV a través del camino formado por C1, LS, D3 y C2. La corriente fluirá a través de LS y resonará con C1 y C2 hasta que la corriente llegue a cero y D3 se apague. En este punto, ambos condensadores están cargados a ΔV y la snubber está lista para funcionar durante el apagado del interruptor. Cuando esto suceda, la corriente del inductor principal fluirá a través de C1 y C2. D1 y D2 están en serie con los capacitores y ahora conducen, de modo que C1 y C2 están en paralelo. Los capacitores controlan la tasa de cambio del voltaje del transistor, y la disipación en el apagado del mismo es muy pequeña ya que los capacitores toman toda la corriente del inductor. El diodo principal D enclava la tensión

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de snubber cuando C1 y C2 están totalmente descargados y el ciclo está listo para comenzar de nuevo.

C3 200u

R2 15

C1

D MUR140

LS

C2

0 L V1 = 0 V2 = 10 TD = 0 TR = 0 TF = 0 PW = 10u PER = 20u

200uH IRF840

V1

V2 20Vdc

0 0

Fig. 12. Convertidor boost con red 3D-2C-1L.

La elección de los componentes de la red snubber comienza por determinar algunos parámetros de trabajo en el transistor: - Corriente máxima - ΔV máxima - Tiempo de subida deseado El valor de los capacitores de la red snubber se calcula a partir de la ecuación:

It CS  2V

ILS – Corriente pico del inductor LS Es importante tener en cuenta que cuando el interruptor se enciende, el impulso de corriente debe fluir a través del mismo para restablecer la snubber. El transistor debe ser capaz de manejar esta corriente, además de la corriente de carga. El inductor LS puede ser una espiral grabada en el circuito impreso, dado su pequeño valor de inductancia y de corriente en la mayoría de los casos, ahorrando así espacio en el diseño [4]. Para el convertidor boost analizado, I=6.0A y V=35.8V. Eligiendo un Δt=400ns, el valor de los capacitores snubber es CS=33.5nF. Eligiendo un tiempo de restablecimiento tR=1us, el valor del inductor snubber es LS=6.05uHΩ. El inductor debe ser diseñado para soportar una corriente máxima de ILS=1.8A.

D2 D3

D1

donde:

40V

30V

20V

10V

0V 3.5099ms 3.5100ms V(L2:1)

3.5101ms

3.5102ms

3.5103ms

3.5104ms

3.5105ms

3.5106ms

3.5107ms

3.5108ms

Time

(a) 40V

(10) 20V

donde: C – Valor de cada uno de los capacitores Δt – Tiempo de subida de la tensión ΔV – Tensión máxima en el transistor I – Corriente máxima en el transistor

0V

3.5099ms 3.5100ms V(D5:1,C4:1)

3.5101ms

3.5102ms

3.5103ms

3.5104ms

3.5105ms

3.5106ms

3.5107ms

3.5108ms

Time

(b)

El tiempo para la carga de C1 y C2 es la mitad del período de resonancia (C1 y C2 en serie con LS). El período de resonancia deberá ser inferior al mínimo tiempo de encendido del transistor para que la red snubber pueda restablecerse plenamente y la disipación de energía en el interruptor sea mínima. Una vez fijado el tiempo de restablecimiento (o tiempo de reset), el valor de inductancia LS puede calcularse a partir de:

40V

20V

0V

3.5099ms 3.5100ms I(D5)

3.5101ms

3.5102ms

3.5103ms

3.5104ms

3.5105ms

3.5106ms

3.5107ms

3.5108ms

Time

LS 

2t R2 CS  2

(11)

donde: tR – Tiempo de restablecimiento

(c) Fig. 16. Tensión VDS (a), tensión en los capacitores snubber VCS (b), corriente a través de los capacitores ICS (c). Formas de onda durante el flanco de subida de VDS, en un intervalo de 1us. 40V

30V

Es necesario encontrar la corriente pico del inductor LS para poder dimensionarlo, valor que también es útil para la elección del diodo D3. La corriente pico se calcula igualando la energía inductiva y capacitiva, cuando cada una está en su punto máximo durante el ciclo. Despejando:

I LS 

C S (V ) 2 LS

10V

0V 3.5180ms 3.5185ms V(M1:D)

3.5190ms

3.5195ms

3.5200ms

3.5205ms Time

2

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20V

(12)

(a)

3.5210ms

3.5215ms

3.5220ms

3.5225ms

6

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DATOS BIOGRÁFICOS 40V

20V

0V

3.5180ms 3.5185ms V(D5:1,C4:1)

3.5190ms

3.5195ms

3.5200ms

3.5205ms

3.5210ms

3.5215ms

3.5220ms

3.5225ms

3.5210ms

3.5215ms

3.5220ms

3.5225ms

Time

(b)

Juan Ignacio Morales, nacido en Chacabuco, Buenos Aires, el 12/07/1988. Estudiante de Ingeniería en Electrónica, Universidad Tecnológica Nacional, Facultad Regional Córdoba, Argentina. Actualmente es becario de servicios en el Laboratorio de Comunicaciones del Dpto. de Ingeniería Electrónica, UTN-FRC. Sus intereses son: electroacústica, procesamiento de señales, telecomunicaciones y microcontroladores. E-mail: [email protected].

40V

20V

0V

3.5180ms 3.5185ms -I(C6)

3.5190ms

3.5195ms

3.5200ms

3.5205ms Time

(c) Fig. 17. Tensión VDS (a), tensión en los capacitores snubber VCS (b), corriente a través de los capacitores ICS (c). Formas de onda durante el flanco de bajada de VDS, en un intervalo de 5us.

En la Fig. 16a se puede observar como la red snubber controla la tasa de subida de tensión, que se realiza en un tiempo Δt=400ns como fue calculado. La Fig. 16c muestra como la corriente del inductor L es absorbida por la red y no causa disipación de potencia en el transistor. La Fig. 17 exhibe cómo durante el encendido del transistor éste tiene que soportar un incremento de la corriente (17a), durante un tiempo tR=1us mientras la red snubber se restablece (17b y 17c). III. CONCLUSIONES En este trabajo fue presentada una recopilación de las topologías más utilizadas de redes snubber aplicadas en fuentes conmutadas, y las ecuaciones necesarias para el diseño de las mismas. Las simulaciones realizadas demostraron la importancia del correcto diseño de las redes para eliminar resonancias parásitas y sobrepicos de tensión y corriente, resultando en una disminución de la disipación de potencia en los dispositivos de conmutación. Es preciso destacar, que la implementación de snubbers está ampliamente difundida y sin embargo el diseño de las mismas generalmente se realiza de forma empírica, por lo que el presente trabajo intenta brindar información fehaciente para mejorar el rendimiento de los convertidores DC/DC. BIBLIOGRAFÍA [1] Daniel W. Hart, Electrónica de Potencia, Pearson Educación, 1era Edición en español, Madrid, 2001. [2] Philip C. Todd, “Snubber Circuits: Theory, Design & Application”, TI Application Note: SLUP100, May 93. [3] Jim Hagerman, “Calculating Optimum Snubbers”, Hagerman Technology, December 12, 1994. [4] Marty Brown, Power Supply Cookbook, Newnes, 2nd Edition, Woburn, MA, 2001.

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